Побољшање генерисања ДДС сигнала коришћењем интерполације

Ken O'keefeThe People's voice Middle East show 2 with subtitles (Јули 2019).

$config[ads_text] not found
Anonim

Коришћењем интерполисане ДДС технике решени су проблеми као што су уско грло пропусног филтера реконструкције и дисторзије интермодулације пасоша, побољшавајући перформансе.

БИ ДЕРЕК СОНГ,
Сиглент Тецхнологиес Америца
ввв.сиглент.цом

Термин "Интерполирана ДДС техника", која се користи да опише принцип рада иза неких данашњих произвољних генератора таласних облика, може бити непознат или збуњујући за неке инжењере, чак и искусне кориснике генератора функција. Да бисмо објаснили значење овог појма и дискутовали о његовим предностима, упоредимо традиционалну директну дигиталну синтезу (ДДС) са Интерполатед ДДС.

Традиционални вс. интерполирани

У основном дизајну традиционалне ДДС технике ( слика 1 ), дигитални таласни подаци се излажу у интервалима одређеним фреквенцијом референтног сата ДДС кола. Сваки од ових узорака дискретних података затим конвертује конвертор Д / А конвертора користећи исти сат. То јест, у традиционалној ДДС структури, сатови за ДДС и за Д / А претварач се покрећу истом фреквенцијом.

Слика 1: У традиционалној структури ДДС, излаз ДДС круга контролисан од стране референтног сата се преноси на Д / А претварач под контролом истог сата. Излаз Д / А је глажен филтером за реконструкцију.

Излаз Д / А претварача се затим уноси у филтер за реконструкцију, који глатке вредности дискретних корака Д / А излаза даје продужени "аналогни" сигнал.
У интерполираном систему ДДС ( слика 2 ), главна разлика је у томе што је интерполатор уметнут између ДДС кола и Д / А претварача. У овој структури, подаци дигиталних таласних података се излажу у одговору на референтни сат ДДС кола, интерполираним неким нумеричким фактором, И, чиме се повећава број дискретних узорака података дигиталних таласа за фактор И.

Слика 2: Структура интерполираног ДДС система укључује два додатна елемента: петља са фазним закључавањем (ПЛЛ) и интерполатор, приказан овде у зеленој боји.

Резултујуће дигиталне податке затим конвертује Д / А, који сада кретао сат с узорковањем чија је фреквенција "И" пута фреквенција референтног сата ДДС-а. Као и код традиционалног ДДС, филтер за реконструкцију се примјењује на излаз Д / А претварача.
Као примјер стварног свијета како ово функционира, размотрите Интерполатед ДДС технику како се примјењује у Сиглент СДГ2000Кс. СДГ2000Кс користи фактор интерполације (И) од 4, а пошто је референтни сат за ДДС везу СДГ2000Кс-а 300 МХз, фреквенција сата за узорковање Д / А је повећана на 1, 2 ГХз. Тако Д / А излази са брзином узорка од 1, 2 Гсамплес / с.

Прекид границе пропусног опсега

Иако претходни параграфи објашњавају механику иза интерполиране технике узорковања, остало је питање: "Зашто користити ову јединствену технику узорковања?" Да одговоримо, прво направимо поређење временског домена производње Д / А користећи две узорковне стопе.
Ако погледамо излазну таласну форму Д / А, интерполисана брзина узорака 1, 2-Гсамплес / с резултира у мањим корацима (већа резолуција) него код сата узорковања од 300 Мсамплес / с ( Слика 3 ).

Слика 3: Интерполатор повећава број узорака који се шаљу на Д / А по фактору И, раде на фреквенцији такта узорковања која је створена од стране ППЛ-а која је ја пута основна фреквенца ДДС референтног сата; за горе приказани случај, И = 4.

Можда мислите: "Ако се оба таласна облика преносе кроз филтер за реконструкцију како би се глатке кораке превазишле, онда стопа узорка не би требала бити важна." Али величина корака утиче на коначни глатки облик таласа.
Да бисте добили јасније разумевање зашто, погледајте два таласна облика у фреквенцијском домену. Размотримо примјер у којем синусни талас са фреквенцијом од 80 МХз (ф оут ) произведе традиционални ДДС користећи Д / А који ради на фреквенцији узорковања (фс) од 300 МХз. Спектар излаза Д / А ( слика 4 ) укључује основну фреквенцију (ф оут ) и фреквенције слике, (Н кф с ) ± ф, гдје је Н = 1, 2, …. Амплитуде свих компоненти спектра су у складу са син (к) / к омотом.

Слика 4: Горњи дијаграм показује спектар валовног облика од 80 МХз, који је створио традиционални ДДС са А / Д претварачем од 300 Мсамплес / с.

За глатку форму таласа, филтер за реконструкцију мора идеално филтрирати све фреквенције слике које се налазе изван опсега од 0 Хз до половине фреквенције узорковања - то јест изван Никуист пропусног опсега - и задржати све сигнале чије фреквенције се налазе унутар Никуист пропусног опсега . Другим ријечима, фреквентни одзив филтера требао би се поклапати са Никуист пропусним опсегом (осенчена површина на слици 4 ). У овом случају, максимална учесталост задржаних сигнала може да достигне Никуист Лимит (тј. Половину фреквенције узорковања).
Наравно, у инжењерингу, идеалан филтер са одговором "опеке" (потпуна слабљења сигнала изнад одређене фреквенције без слабљења прије те фреквенције) не постоји. У стварном свету, филтери заправо имају одређени степен преноса. (Имајте на уму да се на слици 4 најближа слика појављује на 220 МХз тако да, за нагиб нагиба у плавој боји, обртање треба започети са 140 МХз да би се обезбедило максимално умањење.)
Али, ако је излазни таласни облик имао фреквенцију од 149, 5 МХз, а не 80 МХз, најближа слика би била 150, 5 МХз (1 ф с -ф), а остатак који је остао за обртање био би 1 МХз, практично скоро зид филтер и не може се остварити. Уопштено говорећи, ограничење пропусног опсега филтера за реконструкцију износи 40% часа узорковања. Дакле, за 300 Мсамплес / с Д / А, максимална доступна излазна фреквенција би била 120 МХз.
На слици 5 су приказана два ролета, израчуната за елиптични филтер за реконструкцију деветог реда. Разлика је у томе што израчунавање парцеле на левој страни користи идеалне компоненте, а онај десно користи компоненте из стварног света, са паразитским параметрима. Као што је приказано, прави филтер има додатно осциловање од 3 дБ на угловној фреквенцији (120 МХз), а перформансе слабљења на фреквенцији прекидања заустављања (~ 180 МХз) се деградирају (~ 18 дБ).

Слика 5: Графикон израчунате перформансе елиптичног филтера реконструкције деветог реда са идеалним компонентама (лево) значајно се разликује од оне који користи праве компоненте са паразитским параметрима.

Поред тога, грешка (к) / к енвелопе самог одговора Д / А ће додати слабљење сигнала. Код 40% сата узорка, слабљење изазвано Д / А је око 2, 4 дБ. Инверзни син (к) / к филтер је генерално неопходан да би се компензовала ова слабљења.
Сада размотрите случај за Интерполатед ДДС који користи стопу узорковања за Д / А од 1, 2 ГХз (1, 2 Гсамплес / с) да би произвела сигнал од 80 МХз. Најближа слика је 1.12 ГХз (1.2 ГХз - 180 МХз), тако да је максимални обрт филтера за реконструкцију 1.04 ГХз ( слика 6 ), а дизајн филтера за реконструкцију је знатно поједностављен ( Слика 7 ).

Слика 6: За горњи спектар излаза 80 МХз, таласни облик је генерисан помоћу интерполираног ДДС генератора са претварачем од 1, 2 Гсамплес / с Д / А; приметите како се опоравак филтера реконструкције може опустити.

Слика 7: Прави дизајн филтера за реконструкцију са навођењем од 120 МХз до 1.08 ГХз је много лакши за постизање од оне са померањем од 120 до 180 МХз.

С друге стране, с обзиром да се главна ширина лобање повећава син (к) / к, смањује се слабљење допуштеног Д / А. На 120 МХз, слабљење изазвано 1, 2-Гсамплес / с Д / А је око 0, 14 дБ, што се у већини случајева може игнорисати. Дакле, није потребно инверзно син (к) / к филтрирање.
На основу горе наведеног, због граница филтера за реконструкцију, 300-Мсамплес / с Д / А може излазити само на максималну фреквенцију од 120 МХз. Али 1, 2-Гсамплес / с Д / А може постићи вишу границу горње фреквенције. Наравно, у интерполисани ДДС структури, дигитални филтер у интерполатору ће ограничити фреквенцију на Никуист лимит ДДС сат (рецимо 150 МХз), али је дигитални филтер много лакши за дизајн него аналогни филтер за реконструкцију. Коришћењем интерполираног ДДС, лако је подићи горњи лимит излазне фреквенције од 120 МХз до 130 МХз или више.

Избегавање штапића

Лажни сигнали због интермодулационог изобличења су неизбежни у Д / А претварачу. У традиционалној структури ДДС-а, тешко је уклонити неке компоненте интеркодулационог изобличења, које се називају Спурс, између сата и излазног сигнала, као што су спурс на ф с -2ф оут и ф с -3ф оут . Са излазном фреквенцијом од 120 МХз и брзином узорковања од 300 Мсамплеса, ф с -2ф из дисторзије за традиционални ДДС се тако појављује на 60 МХз ( слика 8 ), чиме се спада у пропусни опсег филтера реконструкције. Не може се уклонити.

Слика 8: Промена интермодулације између фреквенције генерисаног излазног сигнала и фреквенције референтног сата не може се филтрирати ако спада у Никуист пропусни опсег.

Међутим, са интерполационом ДДС структуром И = 4, за излазну фреквенцију од 120 МХз и 1, 2 Гсамплес / с, компоненти изобличења ф с -2ф је на 960 МХз и ф с -3ф је на 840 МХз, далеко изван реконструкције пролазни филтер филтера. Дакле, у случају интерполисане ДДС, спурс не утичу на крајњи излазни таласни облик.

Референце

  • Аналогни уређаји, технички приручник о синтези дигиталних сигнала, //ввв.аналог.цом/медиа/цн/траининг-семинарс/туториалс/450968421ДДС_Туториал_рев12-2-99.пдф
  • АВ Оппенхеим, РВ Сцхафер, ЈР Буцк, Обрада сигнала дискретног времена, 2. издање, //ие.у-риукиу.ац.јп/~асхариф/пукивики/индек.пхп?плугин=аттацх&рефер=Фронтиерс%20оф%20Енгинееринг&опенфиле= Дисцрете.Тиме.Сигнал.Процессинг.2нд.Ед.Оппеннеим.пдф

ДЕРЕК СОНГ, Сиглент Тецхнологиес, ​​ввв.сиглент.цом